電源設計小貼士 | 設計 CCM 反激式轉換器

        本文作者:德州儀器       點擊: 2025-06-17 12:52
        前言:
        本文屬于德州儀器“電源設計小貼士”系列技術文章,將聚焦于 CCM 反激式轉換器設計,探討 CCM 反激式轉換器在中等功耗隔離應用中的優勢。
        本文屬于德州儀器“電源設計小貼士”系列技術文章,將聚焦于 CCM 反激式轉換器設計,探討 CCM 反激式轉換器在中等功耗隔離應用中的優勢。

        連續導通模式 (CCM) 反激式轉換器通常用于中等功耗的隔離型應用。與不連續導通模式 (DCM) 運行相比,CCM 運行的特點是具有更低的峰值開關電流、更低的輸入和輸出電容、更低的 EMI 以及更窄的工作占空比范圍。由于具有這些優點并且成本低廉,它們已廣泛應用于商業和工業領域。本文將提供反激式轉換器設計注意事項中,53Vdc 至 12V/5A CCM 反激式轉換器的功率級設計公式。

        圖 1 展示了工作頻率為 250kHz 的 60W 反激式轉換器的詳細原理圖。所選占空比在最低輸入電壓 (51V) 和最大負載時最大,為 50%。雖然也可以在超過 50% 占空比的情況下運行,但在本設計中無此必要。由于 57V 的高壓線路輸入電壓相對較低,因此在 CCM 運行時,占空比只會降低幾個百分點。但如果負載大幅降低,轉換器進 DCM 運行模式,占空比就會顯著降低。
         
        圖 1. 60W CCM 反激式轉換器原理圖

        設計規格
        為防止磁芯飽和,繞組開/關時間的伏秒積必須保持平衡。這等于方程式 1: 
        方程式 1

        將 dmax 設置為 0.5 并計算 Nps12(Npri: N12V)和 Nps14(Npri: N14V)的匝數比,如方程式 2 和方程式 3 所示:
         
        方程式 2
         
        方程式 3

        變壓器匝數比現已設定(方程式 4 和方程式 5),因此可計算出工作占空比和 FET 電壓。
         
        方程式 4
         
        方程式5 

        Vdsmax 表示 FET Q2 漏極上無振鈴的“平頂”電壓。振鈴通常與變壓器漏電感、寄生電容(T1、Q1、D1)和開關速度有關。選擇 200V FET 時,FET 電壓會再降低 25% 至 50%。變壓器繞組之間必須實現良好耦合,如有可能,最大漏電感必須為 1% 或更低,以更大限度地減少振鈴。

        當 Q2 導通時,二極管 D1 的反向電壓應力等于方程式 6:
         
        方程式 6

        由于漏電感、二極管電容和反向恢復特性的影響,當次級繞組擺幅為負時,振鈴現象很常見。具體請參閱方程式 7:
         
        方程式 7

        我們選擇了額定值為 30A/45V 的 D²PAK 封裝,以便在 10A 電流下將正向壓降減至 0.33V。功率耗散等于方程式 8:
         
        方程式 8

        建議使用散熱器或氣流進行適當的熱管理。初級電感的計算公式為方程式 9:
         
        方程式 9

        POUTMIN 是轉換器進入 DCM 的位置,通常為 POUTMAX 的 20% 至 30%。

        初級峰值電流出現在 VINMIN 時,等于:
         
        方程式 10

        這對于確定最大電流檢測電阻 (R18) 值而言是必要的,能夠防止控制器的初級過流 (OC) 保護電路跳閘。對于 UCC3809,R18 兩端的電壓不能超過 0.9V,以保證全輸出功率。在本例中,我們選擇 0.18Ω。也可以使用更小的電阻,以減少功率損耗。但過小的電阻會增加噪聲靈敏度,并使 OC 閾值處于高電平,有可能導致變壓器飽和,更糟糕的是,甚至會導致 OC 故障期間出現與應力相關的電路故障。電流檢測電阻耗散的功率為方程式 11:
         
        方程式 11

        根據方程式 12 和方程式 13 估算 FET 導通損耗和關斷開關損耗:
         
        方程式 12
         
        方程式 13

        與 Coss 相關的損耗計算有些模糊,因為該電容具有相當高的非線性度,會隨著 Vds 的增加而降低,在本設計中估計為 0.2W。

        電容器要求通常包括計算最大均方根電流、獲得預期紋波電壓所需的最小電容以及瞬態保持。輸出電容和 IOUTRMS 的計算公式為方程式 14 和方程式 15:
         
        方程式 14
         
        方程式 15

        可以僅使用陶瓷電容器,但在直流偏置效應后需要 7 個陶瓷電容器才能實現 83µF。因此,我們只選擇了足以處理均方根電流的電容器,然后使用了電感器—電容器濾波器來降低輸出紋波電壓并改善負載瞬態。如果存在較大的負載瞬態,可能需要額外的輸出電容來減少壓降。

        輸入電容等于方程式 16:
         
        方程式 16

        同樣,您必須考慮會損耗電容的直流偏置效應。如方程式 17 所示,均方根電流約為:
         
        方程式 17

        圖 2 展示了原型轉換器的效率,而圖 3 展示了反激式評估板。
         
        圖 2. 轉換器的效率和損耗決定了封裝的選擇和散熱要求
         
        圖 3. 60W 反激式評估硬件尺寸為 100mm x 35mm

        要選擇合適的補償元件值,請查閱此處的幫助:補償隔離電源

        結語
        本設計示例介紹了功能性 CCM 反激式設計的基本元件計算。然而,初始估算通常需要反復計算,以便進行微調。不過,為了獲得運行良好且優化的反激式轉換器,在變壓器設計和控制環路穩定等方面,往往還需要做更多的細節工作。

        德州儀器“電源設計小貼士”系列技術文章由德州儀器專家創建并撰寫,旨在深入剖析當前電源設計普遍面臨的難題,并提供一系列切實可行的解決方案和創新設計思路,幫助設計人員更好應對電源設計挑戰,助力設計更加高效、可靠。

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